1.4. Метод компенсации

Как следует из изложенного выше, основные трудности построения схем синтезаторов связаны с фильтрацией. Поэтому в ряде устройств синтеза в качестве фильтров применяют компенсационные устройства или, сокращенно, компенсаторы [8], [28], [32], [36], [37], [39], [51]-[55]. Обычно компенсаторами заменяют только самые ответственные фильтры, однако, если требуется очень высокая степень подавления побочных составляющих, компенсаторами заменяют все фильтры (например, [36]). Следует отметить, что наиболее полный синтез систем, основанных на применении компенсаторов, изложен в работе [56].

Структурная схема простейшего компенсатора изображена на рис. 1.3a. Компенсатор состоит из входного фильтра ПФ₁, на который подается сетка опорных частот, входного смесителя См₁, узкополосного фильтра УПФ, выходного смесителя См₂, выходного фильтра ПФ₂, ряда усилителей (которые, как всегда в частном случае, могут отсутствовать) и генератора плавного диапазона ГПД, с выхода которого напряжение подается на оба смесителя.

Рис. 1.3. Структурные схемы компенсаторов: а) простого; б) двойного

В смесителе См₁ колебание гетеродинируется вниз по частоте, затем надежно очищается от побочных составляющих в УПФ (как правило, кварцевом), а затем в См₂ гетеродинируется вверх. Фильтр ПФ₁ служит лишь для такой фильтрации колебания от соседних составляющих сетки, чтобы последние не создавали на См₂ продуктов, входящих в полосу пропускания УПФ. Фильтр ПФ₂ служит для подавления колебаний частоты ГПД и зеркальной частоты. Если на вход компенсатора поступает сетка из а частот, то, очевидно, ГПД должен иметь а дискретных настроек. Возможны два случая расстройки ГПД относительно частот входного колебания. Если f_г > f_вх, то в обоих смесителях частоты f_вх и f_пр соответственно должны вычитаться из f_г. Тогда f_вых = f_вх и не зависит от нестабильности Δf_г. Если же f_г < f_вх, то в См₁ осуществляется преобразование f_вх-f_г, а в См₂ - преобразование f_г+f_пр. При этом также f_вых = f_вх и также не зависит от Δf_г.

В тех случаях, когда важно, чтобы и фаза выходного напряжения компенсатора не зависела от настройки и нестабильности ГПД, можно воспользоваться методом [П2.3] и включить фазовращатель ФВр так, чтобы запаздывание f_г на пути ГПД - См₂ (Т₂) было бы равно сумме запаздываний f_г на пути ГПД - Cм₁ (T₁) и f_пр на пути См₁-См₂ (Т₃). При этом выходное напряжение U_вых = А cos 2π[f_вх(t-Т₃) + f_г(T₁ + T₃ - T₂)] = A cos 2πf_вх(t - Т₃).

Полоса УПФ должна быть узка настолько, чтобы с заданной степенью ослабления подавлялись побочные составляющие. Однако она должна быть не меньше, чем где под корнем - сумма квадратов абсолютных нестабильностей входной частоты, частоты ГПД и частоты настройки УПФ. Наибольший вес имеет второе слагаемое. Следовательно, для сужения полосы УПФ необходимо уменьшать Δf_г. С этой целью выгодно снижать номинальное значение f_г, т. е. из двух возможных вариантов выбрать второй (f_г < f_вх). При необходимости вводят автоподстройку ГПД по входной частоте [28], что, конечно, значительно усложняет систему. В [39] предлагается стабилизировать кварцами все десять частот ГПД, т. е. система также усложняется.

Для возможности сужения полосы УПФ необходимо, кроме того, уменьшать f_пр (при этом уменьшится и Δf_УПФ). Однако здесь и начинаются основные трудности реализации компенсатора. Действительно, при уменьшении f_пр частоты f_г и f_вх сближаются и для подавления зеркальной частоты на выходе См₂, имеющей удвоенную нестабильность 2Δf_г, требуется узкополосный переключаемый фильтр ПФ₂. Чтобы этот фильтр был простым (иначе теряется смысл в самом компенсаторе), нужно удалять f_г от f_вх, т. е. увеличивать f_пр, что препятствует созданию хорошего УПФ.

Обычно все же удается схему больше не усложнять, хотя в необходимых случаях, когда требуется очень высокая степень фильтрации, вводят второй ГПД [52]. Схема такого компенсатора изображена на рис. 1.3б. Для этой схемы должны выполняться соотношения f_г2 > f_пр1, f_г1 < f_вх, f_пр2 < f_пр1, П_УПФ2 < П_УПФ1, f_пр1 = f_вх - f_г1, f_пр2 = f_г2 - f_пр1, f_УПФ3 = f_пр1 = f_г2 - f_пр2. Заметим, что поскольку f_пр1 = const, частота ГПД₂ фиксирована, а так как f_пр1 может быть достаточно высокой, ПФ₂ можно заменить фильтром верхних частот. Полоса УПФ₂ должна быть не уже, чем т. е. к стабильности частоты обоих ГПД предъявляются повышенные требования.

Рассмотрим построение синтезатора при использовании компенсаторов вместо узкополосных фильтров. При этом будем ориентироваться на простую схему компенсатора (рис. 1.3а). Кажущееся наиболее элементарным решение - замена входного и выходного фильтров каждой декады суммирующего устройства (см. рис. 1.2а) компенсатором (рис. 1.3а) - нельзя признать удовлетворительным, ибо устройство получилось бы слишком сложным.

Воспользуемся идеей И. Р. Сивакова [П1.1] и построим каждую декаду синтезатора так, как показано на рис. 1.4. Как видно из рисунка, в схему компенсатора добавлены смеситель См₂, неперестраиваемый фильтр ПФ₂ и усилитель колебаний второй промежуточной частоты. Здесь условно изображена вторая декада устройства. На смеситель См₂ подается любая частота f_I с выхода первой декады.

Рис. 1.4. Структурная схема декады синтезатора с использованием простого компенсатора

Напишем основные уравнения для такой декады, условившись, что f_г < f"_q:

Полосы пропускания ПФ₂ и ПФ₃ должны быть не менее 10β₁, ПФ₂ должен надежно подавлять колебания частоты f_пр1, а ПФ₃ - колебания частоты f_г. Заметим, что все три регулировки декады могут быть сопряженными.

Очевидно, частоты низшего разряда можно ввести в декаду аналогичным образом и в том случае, когда она построена по схеме рис. 1.3б. Теперь можно составить всю схему синтезатора (рис. 1.5).

Рис. 1.5. Структурная схема синтезатора с использованием компенсаторов в декадах

Отметим достоинства и недостатки рассмотренного метода. К его достоинствам следует отнести высокую достоверность частоты, как в схемах пассивной фильтрации, повышенные по сравнению с методами пассивной фильтрации коэффициенты гармоничности колебаний в сочетании с легкостью выполнения полосовых фильтров ПФ₁, ПФ₂ и ПФ₃, а также сколь угодно малый шаг дискретности выходных колебаний. Основными недостатками метода являются ухудшение по сравнению с методом простой пассивной фильтрации шумовых характеристик системы за счет внесения шумов ГПД, увеличение габаритов, массы и потребления энергии из-за существенного усложнения декад, уменьшение надежности, усложнение автоматической настройки и дистанционного управления в результате введения в декады ГПД и, наконец, увеличение времени смены рабочей частоты.

Таким образом, путем серьезного усложнения можно получить схему (рис. 1.5), значительно лучше других решающую первую основную задачу - подавление побочных составляющих. Однако даже это улучшение не всегда бывает достаточным [28], [36], [37]. В [57] показано, что при любом соотношении частот, подаваемых на смеситель, невозможно избежать наличия "пораженных точек". Вопрос заключается только в том, чтобы интенсивность поражения не превышала допустимой.

В [38] для облегчения фильтрации предлагается оригинальный метод. Суть этого метода заключается в замене сложения частот двух разрядов (декад), из которых одна частота обозначается "младшей" десятичной цифрой (от 1 до 4), вычитанием частоты, которая обозначается "старшей" десятичной цифрой. Например, если требуется получить частоту 81 МГц, то по существующей системе нужно произвести сложение частот 80 МГц + 1 МГц = 81 МГц (отфильтровать 81 МГц от 80 МГц), а по предлагаемой - вычитание 90 МГц - 9МГц = 81 МГц (отфильтровать 81 МГц от 90 МГц). Автор назвал эту систему "основной десятичной системой". Однако из-за наличия нулей в числах, обозначающих частоту, система для установки частоты должна иметь достаточно сложное встроенное автоматическое вычислительное устройство, что ставит под сомнение целесообразность ее практического применения.

Метод компенсации, как и метод простой пассивной фильтрации, можно использовать в любом диапазоне частот и, в частности, на СВЧ. Построение декад с повышенной степенью фильтрации (рис. 1.3б) на СВЧ также возможно.