9.4. Способы разделения сигналов в асинхронных адресных системах связи

Рассмотренные в предыдущих параграфах системы многоканальной связи с ортогональными сигналами требуют для нормальной работы той или иной синхронизации:

точного совпадения спектра сигнала с полосой пропускания канала при частотном разделении;

точного совпадения временных интервалов передачи сигналов отдельных каналов при временном разделении:

точного определения моментов начала и конца тактового интервала в системах с разделением сигналов по форме активными фильтрами;

точной установки момента отсчета в системе с согласованными фильтрами.

В ряде случаев осуществить точную синхронизацию затруднительно. С подобными ситуациями приходится сталкиваться, например, при организации оперативной связи большого числа подвижных объектов (самолетов, автомобилей). Такая задача возникает при организации оперативной связи с использованием искусственных спутников Земли в качестве ретрансляторов. Во всех этих случаях становятся предпочтительными системы асинхронной многоканальной связи, когда сигналы всех абонентов передаются в общей полосе частот, а каналы не синхронизированы между собой. Поскольку в таких системах за каналами не закреплены ни частотные, ни временные интервалы и время работы каждого канала произвольно, то такие системы называют системами со свободным доступом к линии связи или системами с незакрепленными каналами. В системах со свободным доступом каждому каналу (абоненту) присваивается определенная форма сигнала, которая и является отличительным признаком ("адресом") данного абонента. В отличие от обычного разделения по форме, где условие ортогональности сигналов выполняется лишь тогда, когда тактовые интервалы всех каналов жестко синхронизированы, для возможности полного линейного разделения сигналов в системе со свободным доступом ортогональность (или, по крайней мере, линейная независимость) между любой парой сигналов должна сохраняться при любом сдвиге по времени. Это значит, что для пары сигналов s_i(t) и s_k(t) должно выполняться условие

при, 0<τ<T где T - длительность элемента сигнала, а интегрирование производится на любом интервале времени длительностью Т.

Можно показать, что условие (9.22) выполняется только в случае, когда сигналы s_k(t) представляет собой белый шум, т. е.

имеют неограниченную ширину спектра и бесконечную дисперсию. Для реальных же сигналов условие (9.22) невыполнимо. Можно, однако, построить сигналы, для которых (9.22) выполняется приблизительно в том смысле, что

т. е. скалярные произведения сигналов при любом сдвиге по времени много меньше энергии элемента сигнала. Такие системы сигналов можно назвать "почти ортогональными". Из предыдущего нетрудно понять, что такие сигналы должны иметь очень широкий спектр, или, точнее, большую базу (произведение FT). Наиболее распространенным примером технического использования почти ортогональных сигналов могут служить определенным образом подобранные последовательности дискретных, в частности двоичных импульсов. Каждому каналу присваивается одна из множества почти ортогональных и, следовательно, различимых дискретных последовательностей, которая является "адресом" канала. Это приводит к названию "асинхронные адресные системы связи" (ААСС) или "дискретно-адресные системы связи". Использование почти ортогональных сигналов является дальнейшим развитием способов разделения сигналов по форме.

Важным достоинством ААСС является то, что здесь нет необходимости в центральной коммутационной станции; все абоненты имеют прямой доступ друг к другу без частотной перестройки: приемных и передающих устройств (рис. 9.11). Подобно системам автоматической телефонной связи (АТС) здесь достаточна набрать адрес" вызываемого абонента, т. е. изменить "форму" последовательности импульсов, или, что то же, изменить закон чередования импульсов в последовательности.

В системах с закрепленными каналами добавление хотя бы одного нового абонента оказывается возможным лишь при исключении одного из имеющихся в системе. Значительно проще эта задача решается в системах ААСС. Здесь вследствие свободного доступа к линии связи могут вести передачу любые N₀ абонентов из общего числа N абонентов системы связи. При определении числа N₀ нужно учитывать, что вследствие неполной ортогональности сигналов в ААСС неминуемы переходные помехи ("шумы неортогональности"), уровень которых быстро растет с увеличением N₀. Поэтому число одновременно работающих абонентов должно быть ограничено. Допустимое значение N₀ возрастает с увеличением базы сигнала, так как чем больше база, тем точнее выполняются условия (9.23).

Рис. 9.11. Структура многоканальной асинхронной адресной системы связи

В зависимости от степени "активности" абонентов (т. е. от доли времени, занимаемого k-м каналом для передачи сообщений) можно организовать, например, 1000-канальную систему связи, в которой одновременно ведут передачу любые 50 абонентов из 1000. В таких системах легко реализуются резервы пропускной способности, возникающие за счет "мало активных" абонентов. Изучив статистику сообщений, передаваемых по каждому каналу, можно установить допустимое число каналов в системе N, при котором обеспечивается нормальная работа N₀ "активных" каналов.

Примеры шумоподобных сигналов. В настоящее время усиленно разрабатываются методы синтеза сигналов с заданными автокорреляционными и взаимно-корреляционными свойствами. Если рассматривать последовательности из n импульсов прямоугольной формы, которые могут принимать значения ±1, то простым подбором можно найти такие последовательности, для которых B(0) = 1, |B_n| = 1/n. Среди них, прежде всего, назовем последовательности Баркера (табл. 9.1).

Таблица 9.1

Последовательности Баркера имеют близкую к идеальной форме автокорреляционную функцию; абсолютное значение боковых лепестков не превышает 1/n основного. На рис. 9.12 приведены последовательность Баркера для n=11 и ее автокорреляционная функция. Прием последовательности s₁ ("адрес" I канала) рис. 9.12,а выполняется согласованным трансверсальным фильтром рис. 9.13, структура которого сходна с рис. 6.9. Импульсы последовательности Баркера с числом знаков n = 11 поступают на линию задержки (Л3), имеющую отводы через каждые Δt, далее на фазоинверсные (-) и фазосохраняющие ( + ) каскады с одинаковыми коэффициентами передачи, схему суммирования 2 и решающее устройство (РУ). Фазоинверсные и фазосохраняющие каскады включены в порядке, соответствующем чередованию биполярных импульсов n-последовательности; число этих каскадов равно числу знаков последовательности. Первый каскад включен до линии задержки, последний - на ее конце. При приеме n-последовательность продвигается по ЛЗ, и в момент, когда все импульсы последовательности совпадут по знаку с каскадами, включенными между отводами ЛЗ и суммирующим устройством, все импульсы складываются синфазно, на выходе РУ появляется наибольший импульс - согласованный фильтр зафиксирует "адрес" I канала. При всех других сдвигах суммирование производится не в фазе (с разными знаками), и на входе решающего устройства появляются максимальные уровни, не превышающие по модулю 1/n максимального значения. Поскольку функция взаимной корреляции между последовательностями также имеет наибольшие значения, не превышающие 1/n, то последовательность "адреса" II канала также не может вызвать ложного срабатывания решающего устройства I канала.

Рис. 9.12. Последовательность Баркера при n = 11 и ее автокорреляционная функция

Исследования показали, что последовательностей с "остатками" величины 1/n для n > 13 не существует. Поэтому для больших n приходится довольствоваться последовательностями, имеющими "остатки" большие, чем 1/n.

Несколько худшие автокорреляционные функции по сравнению с баркеровскими последовательностями, но все же достаточно подходящие для использования в качестве сигналов имеют линейные рекуррентные M-последовательности, M-последовательности (ЛРП), или как их называют иначе, "линейные последовательности сдвигового регистра максимальной длительности". Для ЛРП отношение главного максимума к максимальному боковому лепестку автокорреляционной функции растет приближенно как √n, где n - число импульсов в последовательности длительности Т.

Рис. 9.13. Согласованный фильтр для последовательности Баркера при n = 11

Линейные рекуррентные последовательности обладают свойством "хаотичности", которое заключается в следующем. Если из периода ЛРП, содержащего n = 2^μ-1 членов, выбрать все возможные отрезки по μ членов в каждом, то, во-первых, среди этих отрезков не будет совпадающих и, во-вторых, среди них найдутся любые комбинации из +1, -1, состоящие из μ членов (кроме "запрещенной" комбинации, состоящей только из +1). Эти свойства сходны со свойствами случайных биполярных последовательностей; поэтому ЛРП часто называют псевдослучайными или шумоподобными последовательностями. К тому же автокорреляционная функция ЛРП имеет форму, сходную с автокорреляционной функцией квазибелого шума с ограниченным спектром.

Линейные рекуррентные последовательности формируются генераторами двоичных импульсов с ипользованием сдвигового регистра. Прием ЛРП может осуществляться как согласованными фильтрами, так и корреляторами.

При передаче псевдослучайных последовательностей по высокочастотному каналу обычно применяется фазовая модуляция несущей: например, импульс 4-1 преобразуется в acos ω₀t, а импульс -1 - в a cos(ω_0t+π).

Из других способов формирования шумоподобных сигналов для асинхронных адресных систем связи упомянем о способе формирования с помощью частотно-временной матрицы (ЧВМ). Уже отмечалось, что в системах с ортогональными сигналами энергия каждого сигнала полностью отделяется от энергии других сигналов. Это положение становится наиболее отчетливым, если обратиться к частотно-временным диаграммам системы связи при частотном разделении (рис. 9.14,а) и при временном разделении сигналов (рис. 9.14,6). Здесь каждому каналу отводится определенная область частотно-временного пространства; положение площадки можно рассматривать как "адрес" абонента. Однако частотно-временную диаграмму можно разделить на площадки иным способом: "адрес" каждого канала можно сформировать из набора "элементарных площадок" частотно-временного пространства (рис. 9.15,0). Здесь каждый информационный символ (рис. 9.15,а) отображается определенной последовательностью импульсов, имеющих разные частоты (рис. 9.15,6). Эти "адресные" наборы импульсов составляются на основе их представления в виде частотно-временной матрицы (рис. 9.15,в); к ним предъявляются обычные требования хорошей свертки (с малыми боковыми лепестками) автокорреляционных функций и малой взаимной корреляции. Изменение временного положения импульсов и различие в их частотах позволяют сравнительно простыми техническими средствами получить несколько тысяч частотно-временных комбинаций ("адресов"). Разумеется, не все комбинации частотно-временной матрицы используют в качестве адресов; среди них встречаются и такие, которые не обладают необходимыми корреляционными свойствами. Максимальное число адресов, для которых уровень боковых лепестков корреляционных функций не превышает 1/√FТ приближается к FT. Сигналы ЧВМ являются разновидностью сигналов, различающихся по форме. Их также можно разделять как согласованными фильтрами, так и корреляторами.

Рис. 9.14. Частотно-временные диаграммы при частотном (а) и временном (б) разделении

Рис. 9.15. Формирование шумоподобного сигнала с помощью частотно-временной матрицы

Интересной в принципиальном отношении разновидностью способов разделения сигналов в ААСС является один из способов статистического разделения. Сущность его заключается в том, что в трансверсальном фильтре (см. рис. 9.13) суммирующее устройство заменяется логическим блоком совпадения, на выходе которого возникает импульс тогда и только тогда, когда на все его входы одновременно поступают импульсы одного знака. Такую систему применяют при формировании сигнала по частотновременной матрице. Однако для большей наглядности рассмотрим более простую систему.

Пусть, например, сигнал I канала образован последовательностью из четырех импульсов, отстоящих друг от друга на временные интервалы t₁, t₂, t₃; комбинация этих межимпульсных интервалов образует "адрес" I канала (s₁ на рис. 9.16,а). Сигнал II канала состоит также из последовательности четырех импульсов; однако интервалы между импульсами последовательности II отличаются от интервалов последовательности I (s₂ на рис. 9.16, а). Длительности последовательностей I и II могут быть одинаковы и равны, например, Т, однако во времени они могут быть смещены друг относительно друга. При передаче по общей линии связи эти последовательности суммируются и на приемной стороне последовательность импульсов имеет вид s на рис. 9.16, а. Для выделения сигнала I канала ("адреса" I абонента) воспользуемся разделяющим устройством, функциональная схема которого изображена на рис. 9.16,6; схема содержит линию задержки ЛЗ и блок совпадений БС-1. Первый отвод ЛЗ имеет в точке t₃, второй-в точке t₃ + t₂, третий-в точке t₃+t₂+t₁. При таком выборе отводов ЛЗ совмещает во времени только импульсы "своего" адреса. Иначе говоря, импульс на выходе блока совпадений появится только тогда, когда на его вход поступят одновременно все импульсы (1, 2, 3, 4), принадлежащие сигналу I канала. Импульсы сигнала II канала поступят на блок совпадений I канала в разное время, поэтому на выходе БС-1 импульса не возникнет, т. е. схема рис. 9.16,6 выделит сигнал I канала. Для выделения сигнала II канала потребуется другая ЛЗ с отводами, согласованными с временными интервалами между импульсами последовательности II. При одновременной работе многих абонентов из передаваемых ими импульсов может случайно возникнуть последовательность, соответствующая какому-то другому абоненту ("ложный адрес"). При достаточно сложных адресах, в частности образованных частотно-временной матрицей, вероятность такого события невелика. Это позволяет обеспечить асинхронный режим работы значительного числа каналов.

Рис. 9.16. Разделение сигналов в асинхронной адресной системе связи: а - сигнал на входе разделяющего устройства; б - схема разделяющего устройства; в - сигналы на выходах линии задержки

Отметим в заключение, что в технической литературе имеется описание большого числа различных систем асинхронной многоканальной связи. Наиболее характерными из них являются системы на 1000... 1500 каналов с 50... 100 "активными" абонентами.