НОВОСТИ    БИБЛИОТЕКА    ССЫЛКИ    О САЙТЕ




предыдущая главасодержаниеследующая глава

Глава восьмая. Примеры расчета систем ДКСЧ СВЧ диапазона

8.1. Система ДКСЧ сантиметрового диапазона с активным многодекадным синтезатором

Рассчитаем основные характеристики типичной системы ДКСЧ середины сантиметрового диапазона.

Заданными основными параметрами системы являются:

- рабочий диапазон частот: f0 мин = 5500 МГц; f0 макс = 6000 МГц;

- шаг дискретности рабочих частот β0 = 1 МГц;

- относительная погрешность частоты δf0 = ±1.10-7;

- минимальная выходная мощность Р0 = 5 мВт с неравномерностью +3 дБ на активной нагрузке с КБВ ≥ 0,6;

- коэффициент гармоничности выходных колебаний в диапазоне частот системы П0 + 100 МГц - γ0 ≥ 80 дБ;

- относительная кратковременная нестабильность частоты в полосе модулирующих частот 500 кГц не более 1.10-7;

- время перестройки τп = 30 мс;

- время готовности Тг = 15 мин;

- время перехода на резерв Тр = 50 мс.

Кроме этих параметров, задаются также (максимальные габариты, масса, потребление энергии, среднее время наработки на отказ, условия эксплуатации и другие параметры, знание которых необходимо при проектировании системы.

Так как τп < Tp, то определяющим параметром с точки зрения быстродействия является время перестройки на любую фиксированную частоту τп = 30 мс.

Для того чтобы определить, какой тип системы выбрать, оценим по (7.57) максимальную скорость перестройки, а по ней найдем порядок времени, необходимого на смену рабочей частоты. Положим ζ = 1; ПФАПЧ = 500 кГц; σ0f = f0 мин⋅10-7 = 550 Гц. Тогда υ ≈ 0 и Lп макс ≈ 1,5⋅1011 Гц/с, т. е. за время τп = 0,7 мс система сможет перестроиться на 100 МГц. Если учесть, что при П0 = 500 МГц для того, чтобы не настроиться на зеркальную частоту относительно опорной, необходимо перестройку выполнить дискретно-плавной, то диапазон плавной перестройки как раз окажется равным Пп = 100 МГц. Поэтому из двух типов синтезаторов цифрового и активного многодекадного остановим выбор на последнем, как менее инерционном.

В качестве базовой для расчета выберем структурную схему рис. 2.7а, включив в ее выходную декаду между смесителями УПЧ1. Окончательная структурная схема системы, получившаяся в результате расчета, представлена на рис. 8.1.

Рис. 8.1. Структурная схема системы ДКСЧ сантиметрового диапазона с активным многодекадным синтезатором
Рис. 8.1. Структурная схема системы ДКСЧ сантиметрового диапазона с активным многодекадным синтезатором

1. Так как частотный диапазон системы ДКСЧ задан, то производить выбор частотного плана нет необходимости.

2. Число выходных частот α0 = α'0 = П00 = 500.

3. По (7.2) определяем число декад k = lg α'0 = lg 500 = 2,7, т. е. система трехдекадная, причем старшая декада (декада сотен) неполная, имеющая D = 5 частот.

4. Рассчитаем частотообразование в системе.

Выберем вариант частотного плана при условии

В соответствии с (7.3) β1 = β0 = 1 МГц; β2 = 10 МГц и β3 = 100 МГц.

Задаемся коэффициентом запаса r = 2. Тогда из (7.7)

Найдем из (7.9) коэффициент запаса s = 15.

По (7.10) определим b = 67,6. Округляем b = 68 и по (7.11) находим:

Из выражения (7.12) определяем: fI1 = f'q1 = 64 МГц; fI2 = f'q2 = 65 МГц...; fI10 = f'q10 = 73 МГц.

В соответствии с (7.22) диапазон частот ГУН декады десятков fII = 750÷849 МГц.

Первые промежуточные частоты декад (7.23):

Вторые промежуточные частоты декад:

5. Определим меры по обеспечению заданной выходной мощности, ее равномерности по диапазону и необходимого КБВ нагрузки.

В настоящее время в качестве ГУН сантиметрового диапазона можно помимо отражательных клистронов применять более надежные, меньшие по габаритам, экономичные полупроводниковые генераторы на лавинно-пролетных диодах (ГЛПД) и генераторы Ганна. По сравнению с генераторами Ганна ГЛПД более мощные, но имеют худшие шумовые характеристики. Так как заданная выходная мощность сравнительно невелика, то в качестве ГУНС выбираем электрически-перестраиваемый генератор Ганна, собственные шумы которого сравнимы с шумами отражательного клистрона.

Ориентировочными параметрами такого генератора можно считать: выходная мощность РГУНС ≥ 10 мВт с ΔРГУНСГУНС = ΔР00 ≈ 2 дБ; электрическая перестройка по всему диапазону с крутизной, меняющейся в пределах SГУНС = 30÷50 МГц/В; относительная нестабильность частоты в диапазоне температур 20±30 °C и при нестабильности питающих напряжений ±0,1% δfГУНС = 2.10-3.

До разработки и обследования генератора определить необходимую степень его развязки от нагрузки невозможно. Однако предварительно принимаем следующее решение: на выходе синтезатора включаем ферритовый вентиль с отношением затуханий 0,5/20 дБ, что может оказаться достаточным. После экспериментального исследования генератора величину обратного затухания вентиля следует уточнить, используя выражение (7.24).

6. Рассчитаем распределение уровней колебаний.

На основании практики задаем:

- мощности колебаний опорных частот с неравномерностью по диапазону и нестабильностью +10 дБ;

- напряжения колебаний опорных промежуточных и промежуточных частот, подаваемых на фазовые дискриминаторы, U"qпр2 = U"пр2 = U'''qпр2 = U'''пр2 = 1 В;

- коэффициенты передачи перестраиваемых фильтров в полосе прозрачности KПФС = КПФД = КПФМ = -3 дБ;

- коэффициенты передачи смесителей КСм с = КСм д1 = КСм д2 = КСм м = -10 дБ;

- мощности гетеродинирующих колебаний Ргс = Ргд1 = Ргд2 = Ргм = 2 мВт.

В качестве ГУН декады десятков применим электрически-перестраиваемый транзисторный генератор, генерирующий в заданном диапазоне колебания с мощностью порядка РГУНд = 10 мВт с неравномерностью не более +3 дБ. Крутизна электрической настройки генератора - SГУНд = 1÷3 МГц/В. В диапазоне температур +20±30°С и при нестабильности питающих напряжений ±0,1% нестабильность частоты генератора не превышает δfГУНд << ±2.10-3.

Переходные затухания направленных ответвителей, входящих в состав ГУН: GНОс = 7 дБ; GНОд1 = 7 дБ и GНОд2 = 7 дБ.

Рассчитаем общий коэффициент усиления тракта промежуточных частот по (7.28), задавшись минимальным значением мощности колебаний опорных частот и минимальными значениями коэффициентов передачи элементов, входящих в декаду сотен, при RСм д1 = 75 Ом - KУПЧ макс макс ≈ 65 дБ. При учете "статических" нестабильностей ΔKПФс = +1 дБ; ΔКСм = +2 дБ; ΔРq''' = +5 дБ, получим KУПЧ макс = 57 дБ. Учет "динамических" нестабильностей ΔPq''' = +10 дБ; ΔKПФс = +1 дБ и ΔКСм = +1 дБ приводит к КУПЧ мин = 53 дБ.

Учитывая "статическую" ΔК'УПЧ = 5 дБ и "динамическую" ΔК"УПЧ = 5 дБ нестабильности коэффициента усиления тракта УПЧ и допустив ΔUУПЧ2 = 0,1 В, из (7.30) и (7.31) найдем коэффициенты регулирования КРРУ = 13 дБ и КАРУ ≈ 17 дБ.

Распределим общий коэффициент усиления между УПЧ декады следующим образом: КУПЧ1 = 10 дБ и КУПЧ2 = 55 дБ. При этом выходное напряжение УПЧ1 Uпр1 макс макс = 0,18 В при максимально допустимом по (7.29) - 0,077 В. Поэтому в УПЧ1 KРРУ11 = 7 дБ и в УПЧ2 КРРУ2 = 6 дБ.

Рассчитаем коэффициенты усиления в декаде десятков, приняв на втором смесителе напряжение "сигнала" от декады единиц, а гетеродина-от первого УПЧ декады. На гетеродинном входе второго смесителя РГ2 = 2 мВт или Uпр1 = 0,4 В. Считая, что значения коэффициентов передачи элементов и допуски такие же, как и в декаде сотен, получим: КУП1 макс макс = 46 дБ; КУПЧ1 макс = 38 дБ; КУПЧ1 мин = 34 дБ; КРРУ1 = 10 ДБ (при ΔК'УПЧ1 = 2 дБ); КАРУ1 = 16 дБ (при ΔК"УПЧ1 = 4 дБ).

Так как Р'q = P"q - P'''q, то КУПЧ2 макс макс = 52 дБ; КУПЧ2 макс = 44 дБ; КУПЧ2 мин = 40 ДБ; КРРУ2 = 13 ДБ; КАРУ2 = 17 ДБ (при ΔК'УПЧ2 = ΔК"УПЧ2 = 5 дБ).

Определим необходимые значения полос удержания колец ФАПЧ.

Из рис. 5.4 для допустимого подчеркивания побочных составляющих на границе полосы пропускания ФАПЧ, равного 3 дБ, находим, что полосу удержания необходимо расширить на 43%.

Для ГУНс известно, что ΔfГУНс = 42 МГц. Кроме того, задаемся Δfуст = 0,5 МГц и Δfупр = 2 МГц. При этих условиях из (7.32) получаем ΔFуд ≈ 20 МГц.

Для ГУНд известно, что ΔfГУНд = 1,7 МГц. Задаемся Δfуст = 0,05 МГц; Δfупр = 0,1 МГц. Тогда из (7.32) - ΔFуд II ≈ 2,5 МГц.

Задавшись отношением постоянных времени ФНЧ υ = 100, из (5.34) получим ΔFз0 = 2 МГц; ΔFз II = 250 кГц. В результате расчета колец ФАПЧ уточним эти значения.

Полосы пропускания первых УПЧ декад получим из (7.33): декады сотен ПУПЧ1 = 100 МГц и декады десятков ПУПЧ1 = 10 МГц.

Из (4.31) определим полосы пропускания вторых УПЧ декад: декады сотен ПУПЧ2 = 40 МГЦ И декады десятков ПУПЧ2 = 5 МГЦ.

Задавшись Еуд = 1 В, из (7.34) найдем коэффициенты усиления УПТ: декады сотен КУПТ = 0,67 и декады десятков КУПТ = 2,5.

Из (7.36) находим крутизны частотных дискриминаторов: декады сотен SЧД = 2 МГц/В и декады десятков SЧД = 16 МГц/В. Уход нуля ЧД декад не должен превышать 4 МГц и 125 кГц соответственно, а полосы захвата ЧАП должны быть не меньше соответствующих значений полос удержания ФАПЧ. Эти данные должны быть уточнены после расчета колец ФАПЧ.

Так как время перехода на резерв задано равным Тр = 50 мс, то принимаем, что три постоянных времени ФНЧ систем ЧАП каждой декады должны быть меньше 0,5 Тр = 25 мс. Исходя из этого условия, получим, что частоты среза этих ФНЧ должны быть не меньше 20 Гц.

7. Рассчитаем параметры колец ФАПЧ.

Начнем расчет с кольца ФАПЧ декады сотен. Для этого необходимо иметь снятое экспериментально частотное распределение энергетического спектра частотных шумов ГУНс. Типичная усредненная зависимость ΥГУНf(FM) для ГУН сантиметрового диапазона изображена на рис. 8.2 (сплошная линия).

Рис. 8.2. Частотное распределение энергетических спектров частотных шумов ГУН сантиметрового (сплошная линия) и дециметрового (пунктир) диапазонов
Рис. 8.2. Частотное распределение энергетических спектров частотных шумов ГУН сантиметрового (сплошная линия) и дециметрового (пунктир) диапазонов

В соответствии с (7.38) проводим на графике прямую Υ'ГУНf = 0,6 Гц2/Гц. Находим частоту FM = 10 кГц, соответствующую пересечению графика ΥГУНf(FM) с прямой Υ'ГУНf. Следовательно, полоса пропускания ФАПЧ не должна быть меньше 10 кГц, а шумовая девиация частоты в этой полосе в соответствии с (7.39) - σ'0f = 78,8 Гц.

Из (7.40) получим значение полосы удержания, необходимое для компенсации собственных шумов ГУН, ΔFудш = 16,1 кГц, для чего предварительно из графика рис. 8.2 определим, что на частоте F"М = 1/2π энергетический спектр имеет величину Υ"ГУНf = 6,35⋅105 Гц2/Гц.

Сравнивая значение ΔFудш с величиной ΔFуд = 20 МГц, полученной из расчета компенсации погрешности частоты, можно сделать два вывода: во-первых, для дальнейшего расчета принимаем ΔFуд = 20 МГц и, во-вторых, полосу пропускания ФАПЧ можно не ограничивать значением F'M = 10 кГц, а значительно расширить - усиления в кольце для компенсации шумов ГУН в большей полосе окажется достаточным. Принимаем F'M = 80 кГц.

В соответствии с (7.41) ПФАПЧ мин = F'M = 80 кГц и из (7.42) получим υмакс = 500.

Задавшись ζ = 1, из (7.44) получим Т2 = 1,6⋅10-5 с, а из (5.17) - Ω2 = 6,28⋅104 1/с.

Резонансную частоту кольца найдем, воспользовавшись (5.30), ωр = 1,25⋅105 1/с, а по (7.45) - минимально возможное время установления синхронизма τуст = 56 мкс, предварительно установив по графику рис. 5.2, что значению ζ = 1 соответствует [ωpt]t = τуст ≈ 7.

По (7.46) и (5.17) получим: Т1 = 8,05⋅10-3 с и Ω1 = 1,24⋅102 1/с.

Из (5.34) определяем ΔFз = 900 кГц.

Для построения ЛАЧХ предварительно находим 20 lg ΔΩуд = 162 дБ. ЛАЧХ строим в соответствии с методикой, изложенной в § 7.2 (рис. 8.3).

Рис. 8.3. Вид ЛАЧХ разомкнутого кольца ФАПЧ сантиметрового диапазона
Рис. 8.3. Вид ЛАЧХ разомкнутого кольца ФАПЧ сантиметрового диапазона

По ЛАЧХ находим Ωср = 2,51⋅105 1/с и по (7.47) проверяем Ωср2 ≈ 4. Выбираем ΩУПТ ≈ 4Ωср ≈ 106 1/с и по (7.48) находим ТУПТ = 10-6 с. Выбираем ΩФД ≈ 50 ΩУПТ = 5⋅107 1/с и по (7.49) определяем ТФД = 2⋅10-8 с.

Учитываем возможные изменения параметров (Еуд + ΔЕуд) = 1,1 В (SГУН + ΔSГУН) = 50 МГц/В (КУПТ + ΔКУПТ) = 1,0 и по (7.50) определяем ΔFуд макс = 55 МГц. Откуда 20lg ΔΩуд макc = 172 дБ.

Наносим на рис. 8.3 вторую ЛАЧХ и определяем Ω'ср = 7,6⋅105 1/с. Условие Ω'ср < ΩУПТ выполняется.

Определяем степень подавления побочных составляющих с частотами помехи 1, 5, 10, 50 МГц за счет нагрузки УПТ, для чего на график рис. 8.3 наносим прямую - γ0 = -80 дБ. Как видно из построения, помеха с частотой Fп1 = 1 МГц (Ωп1 = 6,28⋅106 1/с) дополнительно подавляется за счет фильтрующего действия нагрузки УПТ на Δγ01 = 16 дБ (напомним, что расчет подавления побочных составляющих ведется по верхней ЛАЧХ); помеха с Fп2 = 5 МГц (Qп2 = 3,14⋅107 1/с) - на Δγ02 = 29 дБ; помеха с Fп3 = 10 МГц (Ωп3 = 6,28⋅107 1/с) - на Δγ03 = 36 дБ и помеха с Fп4 = 50 МГц (Ωп4 = 3,14⋅108 1/с) - на Δγ04 = 48 дБ.

Определяем условия устойчивости системы ФАПЧ.

Задаемся запасом по фазе θз = 45° (θз = 0,8 рад) и по ф-ле (7.51) находим максимальную крутизну фазовой характеристики тракта промежуточных частот для обоих значений частоты среза: SθПЧ = 10,75⋅10-7 1/Гц и SθПЧ = 1,32⋅10-8 1/Гц (при θз = 40°), т. е. для удовлетворения второму значению SθПЧ из (7.52) полоса пропускания тракта промежуточной частоты должна быть не меньше ППЧ мин = 12 МГц. Поскольку выше мы задавались шириной этой полосы, равной 40 МГц, то реально крутизна фазовой характеристики УПЧ оказывается SθПЧ ≈ 4⋅10-9 1/Гц, т. е. устойчивость по фазе системы гарантируется с большим запасом.

Из выражений (7.53) и (7.54) найдем фазовые сдвиги на частотах ΩУПТ и ΩФД: θ(ΩУПТ) = -2,44 рад и θ(ΩФД) = 4,1 рад. По (7.55) найдем частоту Ωπ = 5,06⋅106 1/с, отложим ее на рис. 8.3 и найдем запас по усилению Wз = 28 дБ.

Из ф-лы (7.57) находим максимальную скорость поиска Lп макс = 4000 МГц/с. Следовательно, для перестройки в полосе Пп = 100 МГц потребуется время τп ≈ 25 мс.

Рассчитаем кольцо ФАПЧ декады десятков.

Типичная усредненная зависимость ΥГУНf(FM) для ГУН дециметрового диапазона изображена на рис. 8.2 пунктиром. Однако, как было показано в § 7.2, шумы декады десятков не оказывают сколько-нибудь заметного влияния на шумы системы и, следовательно, в расчете кольца ФАПЧ этой декады их можно не учитывать, принимая и в этом случае ПФАПЧ = 80 кГц.

Не производя пока расчета необходимой степени подавления побочных составляющих, по ЛАЧХ кольца ФАПЧ декады сотен определим приближенно необходимые величины коэффициентов гармоничности выходных колебаний декады десятков: по Fп1 = 1 МГц γII = 46 дБ; по Fп2 = 5 МГц γII = 18 дБ и по Fп3 = 10 МГц γII = 6 дБ.

Расчет будем проводить по той же методике, что и кольца ФАПЧ декады сотен. В результате получим υмакс = 62,5; выберем υ = 60. Задаемся ζ = 1. Определяем Т2 = 1,53.10-5 с; Ω2 = 6,63.104 1/с; ωр = 1,306.105 1/с; τуст = 54 мкс; Т1 = 9,25.10-4 с; Ω1 = 1,08.103 1/с; ΔFз ≈ 320 кГц; 20lg2πΔFуд = 144 дБ.

Строим ЛАЧХ (рис. 8.4) и определяем Ωcp = 2,6.105 1/с; Ωср2 ≈ 4; ΩУПТ = 4Ωср ≈ 2.106 1/с; ТУПТ = 0,5.10-6 с; ΩФД = 5.107 1/с; ТФД = 0,2.10-7 С.

Задаемся (Еуд + ΔЕуд) = 1,1 В, (SГУН + ΔSГУН) = 3 МГц/В, (КУПТ + ΔКУПТ) = 3 и определяем ΔFуд макс ≈ 107 Гц; 20 lg 2πΔFуд макс = 156 дБ. Строим вторую ЛАЧХ и по ней определяем Ω'ср = 1,05.106 1/с. Убеждаемся, что условие Ω'ср < ΩУПТ выполняется.

По ЛАЧХ находим степень подавления побочных составляющих за счет фильтрующего действия нагрузки УПТ для помех с частотами: Fп1 = 1 МГц; Fп2 = 5 МГц; Fп3 = 10 МГц: γII1 = 10 дБ, γII2 = 24 дБ и γII3 = 30 дБ. Замечаем, что только побочные составляющие вида ±1 МГц требуется подавлять в колебаниях опорных частот декады десятков - побочные составляющие остальных частот подавляются кольцом ФАПЧ декады десятков со значительным запасом (с Fп2 = 5 МГц на 54 дБ при требуемых 48 дБ; с Fп3 = 10 МГц на 66 дБ при требуемых 6 дБ).

Определяем устойчивость кольца ФАПЧ декады десятков: SθПЧ = 1,5.10-6 1/Гц; SθПЧ =1,9.10-7 1/Гц; ППЧ мин = 840 кГц. При реальной ППЧ = 10 МГц SθПЧ = 3,2.10-8 1/Гц. Таким образом, устойчивость кольца по фазе хорошая.

θ(ΩУПТ) = -2,51 рад; θ(ΩФД) = -5,47 рад; Ωπ = 7,6.106 1/с. По ЛАЧХ находим Wз = 32 дБ, т. е. система достаточно устойчива и по амплитуде.

Допустимая скорость перестройки Lп макс = 4200 МГц/с, т. е. время, необходимое для перестройки в полосе Пп = 10 МГц, равно τп = 2,38 мс.

Таким образом, время перестройки всего синтезатора τп ≈ 28 мс, что меньше заданного (30 мс).

8. Проведем расчет обеспечения заданных значений коэффициентов гармоничности колебаний.

Селективность полосовых фильтров ПФС, ПФД и ПФМ на основании (7.58) должна быть не менее 25÷30 дБ относительно колебаний, отстоящих от фильтруемых на ±100 МГц, ±10 МГц и ±1 МГц соответственно. Частотные характеристики фильтров должны быть монотонными.

Для частот помех Fп = 1, 5, 10, 50 МГц с учетом значений Δγ0, найденных по ЛАЧХ (рис. 8.3), определяем необходимые значения коэффициентов гармоничности колебаний опорных частот, поступающих на декаду сотен, имея в виду ΔFуд макс = 55 МГц.

По (7.59) для колебаний с декады десятков и по (7.63) для колебаний опорных частот fq''':


Последняя цифра говорит о том, что даже, если побочные составляющие типа ±50 МГц будут на 21 дБ превышать полезное колебание, то и тогда за счет фильтрующего действия кольца ФАПЧ декады сотен они будут подавлены так, что коэффициент гармоничности окажется равным 80 дБ. Однако этого нельзя допустить, так как помеха с частотой 50 МГц является "полосной" помехой я она должна быть подавлена на 25÷30 дБ, что, правда, легко обеспечивается в системе. Как следует из сравнения вычисленных результатов и полученных по ЛАЧХ, совпадение является весьма удовлетворительным.

В соответствии с (7.02) коэффициенты гармоничности напряжений на входах ФД должны быть: νФДвх(1) = 42 дБ, νФДвх(5) = 15 дБ и νФДвх(10) = 2 дБ. Что же касается побочной составляющей с Fп = 50 МГц (это колебание является колебанием опорной частоты и, следовательно, до ФД не может быть подавлено), то, как следует из ЛАЧХ (рис. 8.3), оно подавляется кольцом на 102 дБ.

Проведем подобный же расчет для колебаний опорных частот декады десятков, причем линейность и безынерционность второго смесителя декады гарантировать не будем. Так как выше мы поменяли местами гетеродинный и сигнальный входы второго смесителя, то по (7.61) будем рассчитывать коэффициенты гармоничности колебаний опорных частот, а по (7.63) - колебаний декады единиц. При этом рассчитаем систему только для случая помехи с частотой Fп1 = 1 МГц, так как другие помехи подавляются кольцом ФАПЧ декады десятков с большим запасом (рис. 8.4).

Рис. 8.4. Вид ЛАЧХ разомкнутого кольца ФАПЧ дециметрового диапазона
Рис. 8.4. Вид ЛАЧХ разомкнутого кольца ФАПЧ дециметрового диапазона

Итак, для колебаний опорных частот f"q γвх II(1) ≈ 27-10 = 17 дБ; для колебаний декады единиц γг(1) ≈ 17 дБ и для колебаний опорной частоты f"q пр2 из (7.62) νФДвх(1) ≈ 17 дБ.

По выражениям (4.73) и (4.75) с учетом (4.63) определим необходимые коэффициенты гармоничности колебаний первой промежуточной частоты по "полосным" помехам: для частоты Fпп = 5 МГц γпр1 пп ≈ 60 дБ.

9. Рассчитаем шумовые характеристики синтезатора.

Так как в полосе с максимальной частотой FM макс = 500 кГц задана шумовая девиация σ0f = 550 Гц (дисперсия частотных шумов σ20f = 3.105 Гц2), то в полосе с максимальной частотой F'M = 80 кГц в соответствии с (7.39) σ'0f = 220 Гц (дисперсия (σ'0f)2 = 4,8б.104 Гц2). Задавшись Rвх г = 100 Ом, из (7.67) и (7.68) находим Nш л = 300.

Из (7.69) определяем Um г1 = 0,55 В и по графику рис. 4.8 для германиевого диода (а = 20 1/В; ρд = 5.10-3) находим Шд = 3.

Параметр χ для первого смесителя находим из (7.70): χмин = 1,17.

Задавшись N'ш См1 = 8 и RСм = 75 Ом, из (4.116) определяем коэффициент Λ = 1,000246.

Примем Nш См2 = 10, Nш УПЧ1 = 4, Nш УПЧ2 = 10 и из (7.71) найдем

Из (7.72) определим шумовую девиацию частоты на выходе генератора гармоник декады сотен

Таким образом, из-за того, что элементы кольца ФАПЧ обладают собственными шумами, требования к шумовым характеристикам опорных колебаний становятся более жесткими по сравнению с δσ0f = 3,66.10-8 на выходе системы). Заметим, что если бы были допущены максимальные значения коэффициентов шума элементов, то задача не была бы решена совсем.

10. Рассчитаем основные параметры системы генераторов гармоник.

Частоты выходных колебаний генераторов гармоник определены выше, минимальная выходная мощность и ее неравномерность также известны (10-6 Вт и +10 дБ); рассчитаны коэффициенты гармоничности колебаний всех генераторов гармоник и частотная девиация шумами на выходе генератора гармоник декады сотен.

Определим входные параметры генераторов гармоник. Принимая m = 40÷80 и PГГвых = 10-5 Вт, по (7.73) находим РГГ вх мин = 40÷80 мВт.

Из (7.74) определяем коэффициенты гармоничности входных колебаний генераторов гармоник:

а) генератор гармоник декады сотен (mмакс = 51). При γqm(1) = 45 дБ, γqm(5) = 18 дБ и γqm(10) = 5 дБ будем иметь γqn(1) ≈ 80 дБ, γqn(5) ≈ 53 дБ и γqn(10) ≈ 40 дБ;

б) генератор гармоник декады десятков (mмакс = 77). Так как γвх II(1) = 17 дБ, то γqn(1) = 55 дБ. Естественно, что γqn(5) = 98 дБ, так как γпр1 пп(5) = 60 дБ.

По (7.75) находим шумовую девиацию частоты на входе генератора гармоник декады сотен σqfГОЧ = 1,32 Гц.

11. Структурную схему системы генераторов опорных частот выберем в соответствии с рис. 6.7, т. е. приняв fq0 = β2 = 10 МГц. При этом ПФ должны быть рассчитаны, исходя из следующих требований: ПФ-100 (полосовой фильтр со средней частотой 100 МГц) в ГОЧ(β3) должен подавлять побочные составляющие вида ±10 МГц на γqn(10) = 40 дБ; ПФ-50 в ГОЧ(fqпр2''') может отсутствовать, так как ЛФД вх(10) =2 дБ обеспечивается элементами ГОЧ; входной ПФ-10 в ГОЧ(fqпр2'') должен подавлять побочные составляющие вида ±5 МГц на 98 дБ, что требуется для нормальной работы ГОЧ(β2) (при этом на выходе ГОЧ(β3) побочные составляющие вида ±5 МГц окажутся подавленными на 20 lg 10 = 20 дБ меньше, т. е. на 78 дБ, что удовлетворяет условию их подавления на выходе этого ГОЧ - 53 дБ); выходной ПФ-5 в ГОЧ(fqпр2'') может отсутствовать; входной ПФ-5 в ГОЧ(β1) должен подавлять побочные составляющие вида ±1 МГц на 80 + 20 = 100 дБ, что обеспечит коэффициент гармоничности, заданный по этой побочной составляющей на выходе ГОЧ(β3) [при этом и требования к выходу ГОЧ(β2) - 55 дБ будут выполнены]; выходной ПФ-1 в ГОЧ(β1) может отсутствовать.

Допустимая шумовая девиация частоты на входе ГОЧ(β3) (на выходе ЭЧ) определится как σq0f = σqf ГОЧ/10 = 0,132 Гц.

Входное напряжение системы ГОЧ определяется при расчете конкретных схем ГОЧ.

112. Для проектирования ЭЧ имеем следующие данные:

- выходное напряжение, определенное при расчете системы ГОЧ;

- номинальное значение частоты fq0N = 10 МГц;

- погрешность частоты δfq0 = ± 1⋅10-7;

- время готовности Tг = 15 мин;

- шумовая девиация частоты σq0f = 0,132 Гц при измерении в полосе с максимальной частотой F'M = 80 кГц.

Выберем для ГКО прецизионный кварцевый резонатор на 10 МГц с ТКЧ = 3⋅10-7 и характеристикой старения 2,5⋅10-7 за первый год работы. Если нормировать нестабильность частоты ГКО за счет старения как 0,5 δfq0, то периодичность корректировки частоты ГКО составит 70 суток (см. табл. 6.1). Отведем на температурную нестабильность частоты ГКО 0,2 δfq0. При этом точность поддержания температуры в термостате должна быть лучше 0,066°С, т. е. требуется применить двойное термостатирование ГКО. С учетом последнего, для удовлетворения норме готовности Tг = 15 мин в систему термостатирования должно быть включено устройство форсированного прогрева.

Учитывая обычную точность эталонирования частоты кварцевого резонатора ±1⋅10-6 и суммарный уход частоты последнего за весь срок службы ±5⋅10-7, предъявим требования к элементу коррекции частоты резонатора: он должен обеспечивать диапазон коррекции не менее ±1,5⋅10-6 и точность коррекции 0,1δfq0 = ±1⋅10-8.

Рис. 8.5. Частотное распределение энергетического спектра ГКО
Рис. 8.5. Частотное распределение энергетического спектра ГКО

На рис. 8.5 представлена аппроксимация экспериментально-снятой зависимости Υq0f(FM). Как следует из рисунка, граничной частотой следует признать FM гр = 100 Гц; что же касается Υq0f макс, то в выражение (7.83), очевидно, нужно подставить значение Υ'q0f = 3⋅10-4 Гц2/Гц, а в (7.82) - Υ"q0f = 2,5⋅10-3 Гц2/Гц. При этом из (7.83) Υq0f мин = 3⋅10-8 Гц2/Гц; необходимое затухание УПФ (7.82) - ΥУПФ = 46,2 дБ на частоте (7.84) FМФ = 40 кГц. Полоса пропускания УПФ не может быть уже 2 Гц.

предыдущая главасодержаниеследующая глава


ИНТЕРЕСНО:
  • Создан новый российский 28-нанометровый процессор для Интернета вещей и компьютерного зрения
  • Процессоры «Байкал» проверили на промышленную пригодность огнем, заморозкой и плесенью
  • Intel - уже не крупнейший производитель полупроводников
  • 'Ростех' показал компьютеры на базе российских процессоров 'Эльбрус-8С'
  • 'Байкал Электроникс' выполнила очередной этап проекта по промышленному производству микропроцессоров
  • Представлен самый сложный на сегодняшний день микрочип, изготовленный из двумерного материала
  • Инженеры IBM уместили 30 млрд транзисторов на чип размером с ноготь
  • Samsung может обогнать Intel и стать производителем чипов №1
  • Отечественный персональный компьютер 'Эльбрус-401 РС' пошёл в серийное производство
  • Появился первый официально признанный «полностью российский чип»
  • 'Ангстрем' представил полностью отечественную линейку изделий силовой электроники
  • Samsung первой в мире запустила производство 10-нанометровых чипов
  • На базе российского процессора КОМДИВ-64 создан защищенный компьютер для военных
  • Названа цена разработки российских процессоров «Эльбрус»
  • В России разработан микроконтроллер «электронного мозга» для транспорта и робототехники
  • «Ангстрем» разработал уникальные космические транзисторы
  • Микрон вошёл в ОЭЗ с проектами производства чипов 65-45-28 нм и собственной территорией
  • Основной российский производитель электролитических конденсаторов получил 280 млн на новый импортозамещающий проект
  • В Томске разработана технология синтеза вещества для производства прозрачной электроники
  • У нас тут своя архитектура
  • Роберт Бауэр - создатель SAGFET-транзисторов
  • В России выпустили 6-ядерный 40-нм процессор
  • После 4 лет простоя Егоршинский радиозавод модернизирует производство
  • Завод радиоэлектроники открыт 'Микраном' в Томске
  • Джек Сент Клер Килби - изобретатель интегральных схем






  • © Сенченко Антонина Николаевна, Злыгостев Алексей Сергеевич, 2010-2018
    При копировании обязательна установка активной ссылки:
    http://rateli.ru/ 'rateli.ru: Радиотехника'