НОВОСТИ    БИБЛИОТЕКА    ССЫЛКИ    О САЙТЕ




предыдущая главасодержаниеследующая глава

8.2. Система ДКСЧ сантиметрового диапазона с цифровым синтезатором

Рассчитаем основные характеристики типичной системы ДКСЧ середины сантиметрового диапазона с применением цифрового синтезатора.

Для возможности сравнения систем с активным многодекадным и цифровым синтезаторами будем рассчитывать последнюю по тем же исходным данным, что и в начале § 8.1.

В качестве базовой для расчета возьмем структурную схему рис. 3.1б, имея в виду, что на нее подаются две опорных частоты f'q. Окончательная структурная схема системы, получившаяся в результате расчета, представлена на рис. 8.6.

Рис. 8.6. Структурная схема системы ДКСЧ сантиметрового диапазона с цифровым синтезатором
Рис. 8.6. Структурная схема системы ДКСЧ сантиметрового диапазона с цифровым синтезатором

1. Так как частотный диапазон системы ДКСЧ задан, то выбирать частотный план не нужно.

2. Число дискретных выходных частот


3. По (7.88) определим число десятичных разрядов в цифровом изображении α'0:


т. е. имеются три разряда, из которых один (старший) неполный. В нем D = 5 частот.

4. Рассчитаем частотообразование в системе и коэффициенты деления.

По (7.89) при k = 3 определим шаг дискретности опорных частот β2 = 100 МГц; из (4.77) β1 = 50 МГц.

Из (4.78) найдем полосы пропускания УПЧ: ПУПЧ1 = 100 МГц; ПУПЧ2 = 50 МГц.

Выберем вариант частотного плана при условии f0 < fq".

По (7.90) с учетом (7.91) примем fпр2 макс = 89 МГц < β2 = 100 МГц.

Зададимся коэффициентом запаса r = 2. Тогда из (7.107) и (7.108) найдем f"q1 = 6300 МГц, f"q2 = 6400 МГц..., f"q5 = 6700 МГц. Из (7.109) находим значение f'q2 мин = 712 МГц, которое округляем до f'q2 = 750 МГц.

По (7.104) определяем значение фиктивной частоты № 1 f01 = 5462 МГц, а из (7.99) - номер реальной минимальной частоты f0 мин - № 039. Номер частоты f0 макс будет № 539.

Минимальное значение второй промежуточной частоты найдем из (7.102) fпр2 мин = 40 МГц, а из (7.110) - f'q1 = 700 МГц. Как очевидно, неравенство (7.100) выполняется: f'q1 = 700 МГц больше П0 + ΔП0 = 600 МГц.

В соответствии с (7.111) fпp1 = 838÷938 МГц. Условие оптимальности для этого варианта частотного плана f'q < fпр1 тоже выполняется.

Считая fДП макс = 50 МГц, из (7.112) находим смин = 1,78. Округляем до с = 2 и по (3.15) определяем fq пр3 = 0,5 МГц.

Наконец, из (7.113) находим пределы изменения коэффициента деления ДПКД: υмин = 40 и υмакс = 89 с отношением указанных величин 2,23 (в это число раз во время работы будет меняться коэффициент передачи кольца ФАПЧ за счет ДПКД). Как и следовало ожидать, ДПКД оказался двух декадным.

5. Так как расчет обеспечения выходной мощности, ее равномерности по диапазону и необходимого КБВ нагрузки тождественен таковому для случая применения активного многодекадного синтезатора, то повторять его не будем, а возьмем конечные результаты из § 8.1, п. 5. Итак, применяем в качестве ГУН электрически перестраиваемый генератор Ганна с выходной мощностью РГУ ≥ 10 мВт, с ΔРГУНГУН ≤ 2 дБ; с крутизной перестройки SГУН = 30÷50 МГц/В; с относительной нестабильностью частоты в диапазоне температур +20±30°С и при нестабильности питающих напряжений ±0,1% - δfГУН = ±2⋅10-3.

На выход синтезатора включаем ферритовый вентиль с отношением затуханий 0,5/20 дБ.

6. В соответствии с замечанием (см. § 7.3, п. 6) об идентичности расчета распределения уровней колебаний цифрового синтезатора и старшей декады активного многодекадного синтезатора и учитывая, что высокочастотные микросхемы допускают на входе синусоидальные напряжения с амплитудой до 1,5 В при входном сопротивлении 75 Ом, а также то, что элементы линейных частей обеих названных схем совершенно одинаковы, воспользуемся необходимыми параметрами, рассчитанными в § 8.1, п. 6:

- мощность колебаний опорных частот Р"q = 10-6 Вт с неравномерностью по диапазону и нестабильностью +10 дБ;

- мощность колебаний опорных частот P'q = 2⋅10-3 Вт;

- напряжение, подаваемое на ДПЧ, Uпр2 = 1 В;

- коэффициент передачи полосового фильтра КПФ = -3 дБ;

- коэффициенты передачи смесителей КСм1 = КСм2 = -10 дБ;

- переходное затухание направленного ответвителя, входящего в состав ГУН, по (7.26) G = 7 дБ;

- общий коэффициент усиления тракта промежуточных частот по (7.28) - КУПЧ макс макс = 65 дБ (при RСм1 = RСм2 = RДПЧвх = 75 Ом);

- общий коэффициент усиления тракта промежуточных частот при учете "статических" нестабильностей параметров ΔКПФ = +1 дБ, ΔКСм = +2 дБ и ΔР"q = +5 дБ, по (7.28) KУПЧ макс = 57 дБ;

- при учете "статической" нестабильности ΔКУПЧ = 5 дБ коэффициент регулирования РРУ по (7.30) КРРУ = 13 дБ;

- минимальный общий коэффициент усиления тракта промежуточных частот при учете "динамических" нестабильностей параметров ΔР"q = +10 дБ, ΔKПФ = +1 дБ, ΔK = +1 дБ и ΔUпр2 = 0,1 В, по (7.28) КУПЧ мин = 53 дБ;

- коэффициент регулирования АРУ при "динамической" нестабильности ΔК"УПЧ = 5 дБ по (7.31) КАРУ = 17 дБ;

- распределение параметров между первым и вторым УПЧ: КУПЧ1 = 10 дБ; КУПЧ2 = 55 дБ; КРРУ1 = 7 дБ и КРРУ2 = 6 дБ;

- при допустимом подчеркивании побочных составляющих не более 3 дБ на границе полосы пропускания ФАПЧ необходимо расширение полосы удержания (из рис. 5.4) на 43%;

- минимально необходимая полоса удержания для компенсации погрешности частоты ГУН при ΔfГУН = 12 МГц, Δfуст = 0,5 МГц и Δfупр = 2 МГц по (7.32), ΔFУД = 20 МГц;

- коэффициент усиления УПТ при Eуд = 1 В по (7.34), КУПТ = 0,67;

- амплитуда Аив и длительность τив импульсов выборки определяются после выбора и расчета конкретной схемы ФД.

7. Расчет параметров кольца ЦФАПЧ.

Так как ГУН нами выбран тот же, что и в примере расчета, описанном в § 8.1, то пользуемся зависимостью ΥГУНf (FM) рис. 8.2.

В соответствии с (7.38) находим Υ'ГУНf = 0,6 Гц2/Гц, а по графику - F'М = 10 кГц. Из (7.39) находим шумовую девиацию частоты в этой полосе σ'0f = 78,8 Гц. Из графика находим, что на частоте F"M = 1/2π (Ω"M = 1) Υ"ГУНf = 6,35⋅105 Гц2/Гц. Из выражения (7.40) определяем полосу удержания, необходимую для компенсации собственных шумов ГУН в полосе 10 кГц, ΔFудш = 16,1 кГц.

Из (7.114) при υмакс = 89 находим эквивалентную полосу удержания ΔFудэ мин = 0,11 МГц. Таким образом, оказалось, что эквивалентная полоса удержания примерно в семь раз больше значения, необходимого для компенсации шумов ГУН.

Задаемся коэффициентом неидеальности ФД χФД = 0,01 и по (7.115) находим ν0(0,5) = 80 - 40 = 40 дБ.

Учитываем возможные изменения параметров (Eуд + ΔEуд) = 1,1 В, (SГУН + ΔSГУН) = 50 МГц/В (КУПТ + ΔКУПТ) = 1,0 (7.50) определяем ΔFуд макс = 55 МГц (20 lg ΔΩуд макс = 172 дБ).

Из (7.116) находим Ω'ср в = 3,17⋅105 1/с и, зная υмин = 40, по (7.120) определяем минимальное значение отношения постоянных времени ФНЧ υмин = 174. Из (7.121) найдем ПЦФАПЧ макс = 1,26 кГц.

Так как ПЦФАПЧ макс = 1,26 кГц < F'M = 10 кГц, то это значит, что обеспечить одновременно заданные характеристики по гармоничности колебаний и по шумам в данной системе невозможно и следует применить двухкольцевой цифровой синтезатор по структурной схеме рис. 3.7.

Отнесем расчет двухкольцевого цифрового синтезатора по заданным требованиям в материалы следующего параграфа, а здесь снизим требования к шумовым характеристикам до реальной для данной системы величины и продолжим расчет.

Возьмем ПЦФАПЧ = 1 кГц и для (F'M)2 = 1 кГц по графику рис. 8.2 определим (Υ'ГУНf)2 = 10 Гц2/Гц. Это значит, что в полосе 0÷FM макс = 500 кГц

дисперсия частотных шумов окажется равной σ20f = 5⋅106 Гц2, т. е. шумовая девиация частоты σ0f = 2,2⋅103 Гц или относительная кратковременная нестабильность частоты δσ0f = 4⋅10-7.

Из (7.124) находим для ПЦфАПЧ = 1 кГц υ = 220.

По (7.125) и (5.17), задавшись ζ = 1, определяем Т2 = 1,27⋅10-3 с и Ω2 = 7,88⋅102 1/с.

Из (5.30) находим резонансную частоту кольца ωр = 1,58⋅103 1/с, а по рис. 5.2 и (7.45) - [ωрt]t = τуст = 7 и минимально возможное время установления синхронизма τуст = 4,43 мс.

По (7.126) и (5.17) определяем T1 = 0,256 с и Ω1 = 3,9 1/с.

Полосу захвата системы найдем из (5.34) ΔFз = 1,35 МГц.

Для построения ЛАЧХ предварительно находим 20 lg 2πΔFудэ мин = 117 дБ.

По (7.119) определяем ΩУПТ = 5⋅104 1/с и по (7.48) - ТУПТ = 2τуст 10-5 с. Выбираем ΩФД = 106 1/с и из (7.49) находим ТФД = 10-6 с.

В соответствии с методикой, изложенной в § 7.3 п. 7м, строим ЛАЧХ (рис. 8.7). По ЛАЧХ находим Ωср н = 3,62⋅103 1/с и по (7.127) проверяем, что Ωср н2 = 4,6 > 4.

Рис. 8.7. Вид ЛАЧХ разомкнутого кольца ЦФАПЧ сантиметрового диапазона
Рис. 8.7. Вид ЛАЧХ разомкнутого кольца ЦФАПЧ сантиметрового диапазона

Из (7.128) находим ΔFудэ макс = 690 кГц (20 lg 2πΔFудэ макс = 133 дБ). Строим по этой величине вторую несмещенную ЛАЧХ; находим Ω'ср н и проверяем Ω'ср н = 2,1⋅104 1/с < ΩУПТ = 5⋅104 1/с.

Строим смещенную ЛАЧХ системы при 20 lg 2πΔFуд макс = 172 дБ.

Проводим прямые -ν0(Fп1) = -40 дБ и -γ0 = -80 дБ. По смещенной ЛАЧХ без учета действия нагрузки ФД определяем, что помеха с частотой Ωп1 = 2π(fq пр3) = 3,14⋅106 1/с подавляется кольцом на 40 дБ, а помеха с частотой Ωп2 = 2π(fq пр3) =6,28⋅106 1/с - на 54 дБ. Как видно из построения (точка m), помехи с частотами, превышающими Fп = 550 кГц (Ωп = 3,45⋅106 1/с), поступающие по входам опорных частот f'q и f"q, подавляются кольцом более чем на 80 дБ.

Определяем устойчивость кольца. При запасе по фазе θз = 45° для Ωср н из (7.129) получаем SθПЧ = 1,29⋅10-4, а для Ω'ср н - SθПЧ = 1,37⋅10-5. Из второго условия по (7.52) определяем минимальную полосу пропускания ППЧ мин = 11,6 кГц. Так как фактически ППЧ = 50 МГц, то SθПЧ = 3,18⋅10-9, т. е. система весьма устойчива.

Из (7.53) и (7,54) с учетом запаздывания в фиксаторе ФД находим θ(ΩУПТ) = -2,434 рад и θ(ΩФД) = -4,04 рад. По (7.55) находим Ωπ = 1,9⋅105 1/с и по ЛАЧХ определяем, что на этой частоте запас по усилению составляет Wз = 33 дБ, что также указывает на хорошую устойчивость системы.

При столь инерционной системе найдем минимально возможное время перестройки из условия (7.130). При τуст = 4,43 мс и Пп = 100 МГц, τп = 164 мс. Реальное время перестройки окажется порядка 1,5÷2 с.

8. Селективность ПФ, включенного перед первым смесителем, на основании (7.58) должна быть равна 25÷30 дБ относительно колебаний, отстоящих от фильтруемых на ±100 МГц и более.

Так как в системе действуют колебания частот 0,5, 10, 50, 100 МГц и их гармоник, то, имея в виду учет подавления помех, сделанный в предыдущем пункте, следует признать нецелесообразным более детальный расчет их подавления здесь.

Рассчитаем коэффициенты гармоничности по "полосным" помехам Fпп1 = 10 МГц и Fпп2 = 50 МГц в колебаниях частот f'q. Из (4.63) получим h = 2⋅103. Расчет по (4.75) дает γ'q пр = 60 дБ, т. е. селективность фильтра, включенного на выходе генератора гармоник с выходными частотами f'q, должна быть не менее 60 дБ по частотам, отстоящим на ±50 МГц от используемой, а побочные составляющие вида ±n 10 МГц при n ≥ 4 должны подавляться в МОЧ так, чтобы обеспечить на гетеродинном входе См2 указанную величину коэффициента гармоничности колебаний. Для удобства настройки коэффициенты гармоничности колебаний опорных частот f"q по помехам вида ±n 10 МГц достаточно иметь γ"q ≈ 20 ДБ.

9. Рассчитаем шумовые характеристики системы.

Дисперсия частотных шумов в полосе ПЦФАПЧ = 1 кГц σ20f = 104 Гц2, а шумовая девиация σ0f = 100 Гц.

Принимаем в первом приближении σq пр f = 0. Из (7.134) определяем SФД = 3,45⋅106 В/с, так как крутизна ФД с косинусоидальной характеристикой численно равна Еуд (максимальное значение Еуд макс = 1,1 В). По (7.133) στ = 5,8⋅10-13 с.

Высокочастотные микросхемы, используемые в формирователе импульсов ДПЧ, имеют Um пр2 = 1÷1,5 В, Еп ДПЧ = 0,3÷0,5 В и Rвх ДПЧ = 75 Ом. При этих значениях величин из (7.135) получаем Nш л = 1,15⋅106.

Из (7.69) определяем Um г1 = 0,55 В и по графику рис. 4.8 для германиевого диода (а = 20 1/В; ρд = 5⋅10-3) находим Шд = 3. Параметр χ для первого смесителя находим из (7.70) χмин = 0,875. Задаемся N'ш См1 = 8 И из (4.116) определяем А=1,004. По (7.71) находим N"ш q ≈ Nш л = 1,15⋅106, а по (4.140) - шумовую девиацию частоты σ"qf = 100 Гц.

Если fq0 = 10 МГц, то (m"n")макс = 670. Поэтому из (7.136) σq0f = 0,15 Гц, что соответствует δσq0f = 1,5⋅10-8 в полосе 1 кГц.

Далее можно было бы по (7.137) получить c1 = 20, по (7.138) - σq пр f = 0,0075 Гц и проводить расчет во втором приближении. Однако σq пр fсυмакс = 1,23 Гц, т. е. σ2вх1 f = 1,5 Гц2 << σ20f = 104 Гц2 и, следовательно, такой расчет смысла не имеет.

10. Определим входные параметры генераторов гармоник.

Принимая mмакс = 67 и Р"q = 10-5 Вт, по (7.73) находим Р"ГГвх = 67 мВт. Выходная мощность генератора гармоник с выходными частотами f'q, который будем выполнять в виде двух ГОЧ и электронного коммутатора па выходе, определится при расчете схем этих ГОЧ и потерь, вносимых электронным коммутатором

Из (7.74) определим коэффициенты гармоничности входных колебаний по побочным составляющим вида ±10 МГц и ±50 МГц: для генератора гармоник ГГ(f''q) (m = 67) γqn(10) = γqn(50) = 56,6 дБ; для ГГ(f'q) (m = 15) γqn(10) = 83,6 дБ.

11. Структурную схему системы ГОЧ выбираем в соответствии с рекомендациями § 6.3 (см. рис. 6.9). Требования к ПФ в ГОЧ(β2) и ГОЧ(β1) фактически определены в п. 10 расчета. Поскольку к коэффициентам гармоничности колебаний опорных частот по помехам с частотой fq пр3 и ее гармоник требований не предъявляется, то входной ПФ в ГОЧ(fq пр3) может отсутствовать.

12. Поскольку нами были приняты для проектирования системы с цифровым синтезатором те же исходные данные, что и для системы с активным многодекадным синтезатором, то весь расчет ЭЧ, приведенный в § 8.1 п. 12, кроме расчета шумовых характеристик, может быть принят без изменений. Что же касается шумовых характеристик ЭЧ, то в § 8.1 требовалось обеспечить девиацию частоты σq0f = 0,132 ГЦ В полосе 80 кГц, а здесь нужно иметь σq0f = 0,15 Гц в полосе 1 кГц, т. е. в данном случае требования значительно более легкие (это естественно вытекает из требований к шумовым характеристикам на выходе системы - здесь 4⋅10-7 по сравнению с 1⋅10-7, а также объясняется демпфированием собственных шумов элементов линейной части кольца ЦФАПЧ пороговым устройством в виде формирователя импульсов ДПЧ).

Для расчета шумовых характеристик ЭЧ примем спектральное распределение энергетического спектра частотных шумов ГКО, изображенное на рис. 8.5. Из графика определяем: Υ'q0f = 3⋅10-4 Гц2/Гц; Υ"q0f(2) = 1,6⋅10-5 Гц2/Гц; FM гр = 100 Гц. Находим параметры УПФ. Из (7.83) Υq0f мин = 7,5⋅10-6 Гц2/Гц. Затухание УПФ из (7.82) оказывается равным γУПФ ≈ 0 дБ, что говорит о том, что при таких шумовых характеристиках ГКО (см. рис. 8.5) в данном случае включать после него УПФ не требуется.

В заключение сравним характеристики двух рассчитанных систем: с активным многодекадным синтезатором и с цифровым синтезатором. Даже при худших шумовых характеристиках у системы с цифровым синтезатором примерно в 100 раз большее время установления синхронизма и время перестройки. Если в системе с активным многодекадным синтезатором все предъявленные требования (кстати, довольно нежесткие, типовые) удалось обеспечить даже с некоторым запасом, то в системе с цифровым синтезатором требования по шумовым характеристикам, времени перестройки и времени резервирования удовлетворить не удалось.

предыдущая главасодержаниеследующая глава


ИНТЕРЕСНО:
  • Создан новый российский 28-нанометровый процессор для Интернета вещей и компьютерного зрения
  • Процессоры «Байкал» проверили на промышленную пригодность огнем, заморозкой и плесенью
  • Intel - уже не крупнейший производитель полупроводников
  • 'Ростех' показал компьютеры на базе российских процессоров 'Эльбрус-8С'
  • 'Байкал Электроникс' выполнила очередной этап проекта по промышленному производству микропроцессоров
  • Представлен самый сложный на сегодняшний день микрочип, изготовленный из двумерного материала
  • Инженеры IBM уместили 30 млрд транзисторов на чип размером с ноготь
  • Samsung может обогнать Intel и стать производителем чипов №1
  • Отечественный персональный компьютер 'Эльбрус-401 РС' пошёл в серийное производство
  • Появился первый официально признанный «полностью российский чип»
  • 'Ангстрем' представил полностью отечественную линейку изделий силовой электроники
  • Samsung первой в мире запустила производство 10-нанометровых чипов
  • На базе российского процессора КОМДИВ-64 создан защищенный компьютер для военных
  • Названа цена разработки российских процессоров «Эльбрус»
  • В России разработан микроконтроллер «электронного мозга» для транспорта и робототехники
  • «Ангстрем» разработал уникальные космические транзисторы
  • Микрон вошёл в ОЭЗ с проектами производства чипов 65-45-28 нм и собственной территорией
  • Основной российский производитель электролитических конденсаторов получил 280 млн на новый импортозамещающий проект
  • В Томске разработана технология синтеза вещества для производства прозрачной электроники
  • У нас тут своя архитектура
  • Роберт Бауэр - создатель SAGFET-транзисторов
  • В России выпустили 6-ядерный 40-нм процессор
  • После 4 лет простоя Егоршинский радиозавод модернизирует производство
  • Завод радиоэлектроники открыт 'Микраном' в Томске
  • Джек Сент Клер Килби - изобретатель интегральных схем






  • © Сенченко Антонина Николаевна, Злыгостев Алексей Сергеевич, 2010-2018
    При копировании обязательна установка активной ссылки:
    http://rateli.ru/ 'rateli.ru: Радиотехника'