НОВОСТИ    БИБЛИОТЕКА    ССЫЛКИ    О САЙТЕ




предыдущая главасодержаниеследующая глава

7.3. Адаптация к доплеровской поправке и форме спектра помехи

Измерение доплеровского набега фазы за период повторения может осуществляться различным образом, на пример [82] используя фазовый детектор или иной фазометр вместо вычитающего устройства в системе череспериодного вычитания на промежуточной частоте (рис. 7.11) Среднее значение косинуса набега фазы может затем использоваться для ввода поправок в частоту гетеродина для компенсации движения пассивной помехи [82] или для управления безынерционным электронным фазовращателем с той же целью [8].

Рис. 7.11
Рис. 7.11

Если рассмотреть векторную диаграмму сигнала пассив ной помехи в двух соседних периодах повторения (рис. 7.12), то, используя формулы косинуса и синуса разности углов φ1 и φ2, можно получить соотношения:



Рис. 7.12
Рис. 7.12

Здесь x1, x2, y1, y2 - сигналы помехи в двух соседних периодах повторения в квадратурных каналах обработки.

Что касается формы энергетического спектра помехи или корреляционной функции помехи, то основными аппроксимациями их являются гауссовский или резонансный спектр и соответствующие им гауссовская или экспоненциальная форма нормированной функции корреляции [23]. При гауссовской аппроксимации спектра имеем:

G(f) = G0 exp (-f2/2σ2fп);
ρ(τ) = ехр (-2π2σfпτ2).

При резонансной аппроксимации спектра имеем:

G(f) = G0 [1 +2 (f - f0fп)2]-1;
ρ(τ) = ехр {-πσfп|τ|}.

Как правило, предпочитают производить оценку искомых параметров путем измерений параметров нормированной функции корреляции. Причем наиболее просто это осуществить в предположении марковости помехи и сигнала, когда необходимо оценить межпериодную нормированную функцию корреляции. Для этих целей может быть использована связь мощностей помехи на входе и выходе системы череспериодного вычитания и суммирования [8] (рис. 7.13).

Рис. 7.13
Рис. 7.13

Поскольку u1 = u(t), а u2 = u(t - Tп), то uΔ = u(t) - u(t - Tп), а uΣ = u(t) + u(t - Тп). Если определить u¯2Σ и u¯2Δ, то получим:

2Σ = 2σ2[1 + ρ(Tп)]; u¯2Δ = 2σ2[1 - ρ(Tп)],

тогда

ρˆ(Tп) = (u¯2Σ - u2Δ)/2σ2 = ρˆm (Tп) ехр {-iФˆ(Tп)}.

На рис. 7.13 показана структурная схема устройства оценки межпериодной нормированной функции корреляции. Зная ρˆ(Tп), можно определить параметр формы спектра помехи σfп. Например, при экспоненциальной форме корреляционной функции

σfп = - ln ρˆ(Тп)/πТп,

а при гауссовской форме

σfп = [-ln ρˆ(Тп)/2π2Т2п]1/2

оценки максимального правдоподобия дисперсии и нормированной функции корреляции для стационарных в пространстве помех [29] могут вычисляться по соотношениям:

(7.7)

где n - число элементов разрешения (по дальности или азимуту), по которым идет усреднение, характеристик помехи.

Если модуль нормированной функции корреляции близок к единице (ρ → 1), то замена его на единицу и учет только доплеровского набега фазы приводит к ухудшению подавления помехи и потерям 0,5 (1 + ρ2).

Оценку максимального правдоподобия доплеровского набега фазы φˆ можно получить по алгоритму

(7.8)

В [8] описана система ввода поправок на среднюю частоту спектра помехи с помощью управляемого генератора (Г) и быстродействующего фазовращателя (БФВ) (рис. 7.14). Сигнал с выхода фазового детектора (ФД) подается на схему выборки и фиксации (СВФ), отпираемую отпирающим импульсом (ОИ) на участке дистанции, где имеются сильные пассивные помехи (начало дистанции). По этим сигналам подстраивается генератор для выполнения условия Т3ω2 = n2π, т. е. осуществляется компенсация непостоянства длины линии задержки. Вторая цепь обратной связи, состоящая из стробирующей схемы (СС), отпираемой и запираемой ОИ и запирающим импульсом (ЗИ), и БВФ, служит для компенсации скорости облаков дипольных помех или гидрометеоров.

Рис. 7.14
Рис. 7.14

В [86] приведены данные по моделированию разомкнутой адаптивной системы СДЦ, компенсирующей фазовый набег пассивной помехи за период повторения. Общая схема построения системы показана на рис. 7.15, где используется ЧПВ с весами W = -1; W2 = W = ехр (i2πfдTп).

Рис. 7.15
Рис. 7.15

Для автоматического представления весов вычисляется корреляционная функция помех в виде среднего значения выборок помехи, разделенных интервалом в период повторения:


Используя затем когерентный ОГР, получаем оценку


которая является весовым множителем W в адаптивной системе. Для получения практически точной оценки усреднение обычно производится в М элементах дальности (М > 4), при этом необходимо отношение мощности помехи к шуму не менее 2 дБ.

После формирования весового множителя W осуществляются компенсация эффекта движения помехи V*1W и обычное череспериодное вычитание V2 - V*1W = ΔV.

Результаты сравнения по коэффициенту улучшения адаптивной разомкнутой системы (рис. 7.15) и однократной системы ЧПВ; работающей в оптимальных условиях, в зависимости от межпериодной нормированной функции корреляции помехи и отношения помеха-сигнал по мощности qпш приведена на рис. 7.16 (при этом W формировалась по четырем выборкам). Моделирование показало, что у системы, (рис. 7.15) отсутствует эффект кромки помехи и что потери при вобуляции периода не превышают 1,5-2 дБ, а потери чувствительности при отсутствии помех составляют 1,5-2 дБ.

Рис. 7.16
Рис. 7.16

В системе СДЦ с корреляционными обратными связями (КОС) [5, 23, 85] происходит череспериодное вычитание с весовыми коэффициентами, пропорциональными нормированной функции межпериодной корреляции помехи (рис. 7.17). Формирование весового коэффициента K осуществляется умножением выходного сигнала Δu на входной сигнал u1 и интегрированием произведения. Затем полученный весовой коэффициент К с учетом коэффициента усиления β разомкнутой петли обратной связи умножается на входной сигнал и вычитается из задержанного сигнала u2. Составляя уравнения функционирования схемы (рис. 7.17):

(7.9)

и решая совместно систему, получаем

(7.10)
Рис. 7.17
Рис. 7.17

Если считать u1 и u2 помехой, то остатки вычитания будут

(7.11)

Полагая β >> 1 и um1(t - Tп) ≈ um1(t), из (7.11) получаем Δu ≈ um1[1 - ρпп)] и при значительной нормированной функции корреляции ρп(Tп) → 1 остаток помехи Δu → 0. Основным достоинством системы с КОС является самонастройка или адаптация системы на характеристики помехи, в результате чего она отрабатывает как изменение скорости движения помехи, так и изменение ширины спектра (корреляционной функции) помехи в схеме с двумя квадратурными каналами.

Анализ устройства подавления пассивных помех с корреляционными обратными связями [5, 23], изображенного на рис. 7.17, показывает, что в установившемся режиме коэффициент передачи устройства может быть записан в виде

(7.12)

где ρп - нормированная функция межпериодной корреляции пассивной помехи. Следовательно, АЧХ определяется соотношением

(7.13)

При ρп → 1 выражение (7.13) стремится к характеристике системы однократного вычитания К(ω) → 2 sin (ωТп/2). При ρп → 0 характеристика превращается в равномерную: К(ω) → 1.

Наиболее общей задачей при синтезе адаптивных систем СДЦ является синтез системы декорреляции помехи или обеляющего фильтра с использованием статистик помехи, инвариантных к изменениям характеристик помехи, таких как ее мощность, ширина спектра и доплеровский. набег фазы. В ряде работ [4, 28, 29] для решения этой задачи было предложено использовать T2-тест Хотеллинга. Этот тест считается равномерно наиболее мощным инвариантным критерием для проверки гипотез о величине вектора средних значений многомерной нормальной совокупности. Он построен на множестве инвариантных статистик, распределение которых при гипотезе отсутствия сигнала или равенстве вектора средних нулю не зависит от корреляционной матрицы В и инвариантно к преобразованиям G1, G2 и G3. Преобразование G1 дает добавку в виде произвольной постоянной величины к каждой координате вектора выборочных значений х; преобразование G2 обеспечивает операцию х' = С1х, где C1 - ортогональная матрица, а G3 определяет изменение масштаба х" = C2x1, где С2 - константа. Отмеченные преобразования определяют изменения доплеровского набега фаз, модуля нормированной корреляционной функции (ширина спектра) и мощности помех [29]. Следовательно, инвариантная статистика нечувствительна к этим изменениям параметров помехи.

Алгоритм оптимального обнаружения с использованием инвариантной статистики записывается следующим образом:

T2 >< T20, (7.14)

где Т2 = xВˆ-1; T20 - порог обнаружения; В-1 - матрица, обратная корреляционной; "*" - знак комплексной сопряженности; "т" - знак транспонирования; "∧" - знак оценочного значения; Вˆ-1 - оценка максимального правдоподобия обратной корреляционной матрицы помехи.

Если заменить матрицу Вˆ-1 на произведение верхней и нижней треугольных матриц, то


где Вˆ-1/2 - нижняя треугольная матрица. Тогда операцию в круглых скобках можно трактовать как процесс обеления пассивной помехи [31].

В случае детерминированных сигналов достаточной статистикой можно считать W-статистику:

(7.15)

Первая скобка дает обеление пассивной помехи, а вторая - преобразует вектор сигнала S. Таким образом, алгоритм адаптивного инвариантного к изменениям помехи обнаружения сигнала реализуется с использованием двух основных устройств: устройства оценки обратной корреляционной матрицы помех Вˆ-1 =||-1jk|| и обеляющего фильтра с весами при обработке, определяющимися в соответствии с оценками bˆ-1jk. Известно [4, 30], что элементы обратной корреляционной матрицы помехи b-1jk при представлении последней марковским процессом (последовательностью) вычисляются по алгоритму

(7.16)

где Сmν = (νm) - биномиальный коэффициент; ν - связность марковской последовательности; ρ, φ - модуль и аргумент межпериодной функции корреляции.

Поскольку b-1jk = b-1p-j+1, p-k+1, а при |j - k| > ν b-1jk = 0, r = j для j ≥ k и r = k для j < k, то обратная корреляционная матрица В-1 имеет ленточно-диагональную структуру, при которой существуют (отличная от нуля) главная диагональ и ν поддиагоналей выше и ниже главной. В этом случае статистика Хотеллинга вырождается в алгоритм

(7.17)

где xj - j-й отсчет входной реализации; σˆ2 - оценка дисперсии помехи.

Если начало и конец пачки не фиксированы (плавный обзор пространства), то можно использовать модифицированную статистику или упрощенный алгоритм [29, 30]

(7.18)

Этот алгоритм, как показано в [30], является инвариантным к доплеровскому набегу фазы и незначительно проигрывает по средней мощности остатков помех ига выходе строгому алгоритму T2-статистики.

предыдущая главасодержаниеследующая глава


ИНТЕРЕСНО:
  • Создан новый российский 28-нанометровый процессор для Интернета вещей и компьютерного зрения
  • Процессоры «Байкал» проверили на промышленную пригодность огнем, заморозкой и плесенью
  • Intel - уже не крупнейший производитель полупроводников
  • 'Ростех' показал компьютеры на базе российских процессоров 'Эльбрус-8С'
  • 'Байкал Электроникс' выполнила очередной этап проекта по промышленному производству микропроцессоров
  • Представлен самый сложный на сегодняшний день микрочип, изготовленный из двумерного материала
  • Инженеры IBM уместили 30 млрд транзисторов на чип размером с ноготь
  • Samsung может обогнать Intel и стать производителем чипов №1
  • Отечественный персональный компьютер 'Эльбрус-401 РС' пошёл в серийное производство
  • Появился первый официально признанный «полностью российский чип»
  • 'Ангстрем' представил полностью отечественную линейку изделий силовой электроники
  • Samsung первой в мире запустила производство 10-нанометровых чипов
  • На базе российского процессора КОМДИВ-64 создан защищенный компьютер для военных
  • Названа цена разработки российских процессоров «Эльбрус»
  • В России разработан микроконтроллер «электронного мозга» для транспорта и робототехники
  • «Ангстрем» разработал уникальные космические транзисторы
  • Микрон вошёл в ОЭЗ с проектами производства чипов 65-45-28 нм и собственной территорией
  • Основной российский производитель электролитических конденсаторов получил 280 млн на новый импортозамещающий проект
  • В Томске разработана технология синтеза вещества для производства прозрачной электроники
  • У нас тут своя архитектура
  • Роберт Бауэр - создатель SAGFET-транзисторов
  • В России выпустили 6-ядерный 40-нм процессор
  • После 4 лет простоя Егоршинский радиозавод модернизирует производство
  • Завод радиоэлектроники открыт 'Микраном' в Томске
  • Джек Сент Клер Килби - изобретатель интегральных схем






  • © Сенченко Антонина Николаевна, Злыгостев Алексей Сергеевич, 2010-2018
    При копировании обязательна установка активной ссылки:
    http://rateli.ru/ 'rateli.ru: Радиотехника'