НОВОСТИ    БИБЛИОТЕКА    ССЫЛКИ    О САЙТЕ




предыдущая главасодержаниеследующая глава

12.6. Формирование сигнала, сопряженного с заданным фильтром

Рассмотрим одно интересное свойство схемы, представленной на рис. 12.17. На этой схеме К1(iω) и К2(iω) - передаточные функции фильтров на приемной и передающей сторонах канала связи, при этом выполняется условие


т. е. функции К1(iω) и К2(iω) являются комплексно-сопряженными.

Рис. 12.17. Формирование сигнала, сопряженного с заданным фильтром
Рис. 12.17. Формирование сигнала, сопряженного с заданным фильтром

При ударном возбуждении четырехполюсника К2(iω) единичным импульсом δ(t) на его выходе возникает колебание (импульсная характеристика)


которое используется в качестве сигнала, передаваемого по каналу связи. Таким образом, g2(t) = s(t).

Нетрудно видеть, что по отношению к этому сигналу приемный фильтр К1(iω) согласован, так как его импульсная характеристика g1(t) является зеркальным отражением сигнала s(t).

Действительно,


(Постоянная задержка t0, входящая в выражение (12.22), здесь опущена.)

Сигнал sвых(t) на выходе фильтра К1(iω) максимизирован в смысле соотношения (12.17).

Итак, для формирования на передающей стороне сигнала, сопряженного с заданным приемным фильтром, можно применить принцип ударного возбуждения "обратного" фильтра. Под обратным подразумевается фильтр, передаточная функция которого комплексно-сопряжена с передаточной функцией "прямого" фильтра.

Так как формирование сигналов и обработка в приемнике обычно осуществляются на промежуточной частоте, то схема (рис. 12.17) должна быть дополнена высокочастотным генератором и преобразователем для сдвига спектра сигнала в область высокой частоты в передатчике, а также гетеродином с преобразователем для обратного преобразования частоты в приемнике.

Несмотря на кажущуюся простоту изложенного принципа формирования сигнала, обеспечивающего оптимальность его обработки в приемнике, реализация обратного фильтра является весьма сложной задачей, которая может быть успешно решена не для любого сигнала.

Относительно просто подобная задача решается для системы связи, в которой используется фазоманипулированный сигнал, представляющий собой последовательность радиоимпульсов, следующих без интервалов и различающихся между собой только фазой высокочастотного заполнения: начальная фаза в каждом из импульсов может быть либо 0, либо π, причем чередование фаз осуществляется по определенному коду: k-у импульсу приписывается коэффициент bk, равный Знак плюс соответствует фазе 0, а знак минус - фазе π.

На рис. 12.18 изображен подобный сигнал из пяти радиоимпульсов с коэффициентами b0 = +1, b1 = +1, b2 = +1, b3 = -1 и b4 = +1.

Рис. 12.18. Высокочастотное колебание, манипулированное по фазе
Рис. 12.18. Высокочастотное колебание, манипулированное по фазе

Структурная схема фильтра, используемого для обработки подобного сигнала, изображена на рис. 12.19. Фильтр представляет собой совокупность четырехполюсника К1(iω), согласованного с одиночным импульсом (с длительностью τи), и многоотводной линии задержки. Число отводов, следующих через интервалы τи, равно числу элементарных радиоимпульсов в сигнале. Безынерционные четырехполюсники b0, b1, b2, ... пропускают импульсы, поступающие с отводов линии задержки, без изменения или с изменением на 180° фазы высокочастотного заполнения импульсов.

Рис. 12.19. Структурная схема фильтра, согласованного с фазоманипулированным сигналом
Рис. 12.19. Структурная схема фильтра, согласованного с фазоманипулированным сигналом

Чередование коэффициентов b0, b1, ... является зеркальным по отношению к сигналу. В результате напряжение на выходе приобретает вид, показанный на рис. 12.20 (без учета влияния четырехполюсника К1(iω) на форму импульсов).

Рис. 12.20. Колебание на выходе фильтра, согласованного с фазоманипулированным сигналом
Рис. 12.20. Колебание на выходе фильтра, согласованного с фазоманипулированным сигналом

К концу действия входного сигнала на выходе сумматора выделяется максимальный импульс с амплитудой nА0, где n - число элементарных импульсов. Таким образом, рассматриваемая цепь осуществляет сжатие сигнала, причем коэффициент сжатия равен n, т. е. числу отводов линии задержки. Число n в данном случае играет такую же роль, как произведение 2fдTc = m для фильтра, осуществляющего сжатие радиоимпульсов с частотно-модулированным заполнением [см. формулу (12.44)].

Структурная схема обратного фильтра для получения сигнала, представленного на рис. 12.18, изображена на рис. 12.21. От схемы рис. 12.19 эта схема отличается тем, что входной сигнал подается к противоположному концу линии задержки, благодаря чему чередование коэффициентов b0, b1, ..., bn-1, является зеркальным по отношению к схеме на рис. 12.19. Кроме того, передаточная функция К2(iω) четырехполюсника, осуществляющего внутриимпульсную обработку, является комплексно-сопряженной функции К1(iω), обозначенной на рис. 12.19. Для импульса, симметричного относительно своей середины, К2(iω) совпадает с К1(iω). По существу фильтры, показанные на рис. 12.19 и 12.21, совершенно идентичны, что является большим преимуществом, особенно в тех случаях, когда приемник и передатчик находятся в одном месте, как, например, в радиолокаторе. В подобных случаях генерирование сигнала и его оптимальная обработка при приеме могут быть осуществлены с помощью одного фильтра. Подобная система получила название ключ-замок.

Рис. 12.21. Структурная схема фильтра, обратного по отношению к фильтру на рис. 12.19
Рис. 12.21. Структурная схема фильтра, обратного по отношению к фильтру на рис. 12.19

предыдущая главасодержаниеследующая глава








© Сенченко Антонина Николаевна, Злыгостев Алексей Сергеевич, 2010-2018
При копировании обязательна установка активной ссылки:
http://rateli.ru/ 'rateli.ru: Радиотехника'